精密微安級高階電流測量需要乙個小的檢測電阻和乙個具有低失調電壓的放大器。 LTC2063零漂移放大器的最大輸入失調電壓僅為5 V，功耗僅為1該器件的電流為 4 A，非常適合構建完整的超低功耗精密高側電流檢測電路（如圖 1 所示）。
圖1基於零漂移放大器LTC2063精密高階電流檢測電路。
該電路只需要 2 個3 A 至 280 A 的電源電流可檢測 100 A 至 250 mA 的寬動態範圍電流。 該LTC2063的失調電壓非常低，允許電路使用低至 100m 的分流電阻工作，從而實現僅 25mV 的最大分流電壓限制。 這大大降低了分流電阻器上的功率損耗，並大大增加了負載的可用功率。 LTC2063的軌到軌輸入允許電路在非常小的負載電流下工作，其輸入共模幾乎正好在電源軌上。 該LTC2063的整合 EMI 濾波器可保護器件在高雜訊條件下免受射頻干擾。
對於給定的檢測電流，該電路的電壓輸出為：
電流檢測解決方案的乙個關鍵指標是零點，即當輸出未被檢測並轉換為輸入時產生的等效誤差電流。 零點通常通過將放大器的輸入失調電壓除以RSENSE來確定。 該LTC2063具有1 V（典型值）和最大5 V的低輸入失調電壓，以及1 pA至3 Pa的低輸入偏置和失調電流（典型值），因此輸入端的典型零誤差電流僅為10 A （1 V 0.）1） 最大值為 50 A （5 V 0.）。1） 這種低誤差允許檢測電路在規定範圍內將其線性度保持在最小電流（100 A）以內，而不會因解像度損失而使低標度上的固定失調值使線性度變平（如圖2所示）。由此產生的輸入電流與輸出電壓曲線在整個電流檢測範圍內呈線性關係。
圖2低端沒有固定的失調值，iSense可以低至100 A。
零點誤差的另乙個**是輸出PMOS在零柵極電壓下的漏極電流或IDSS，即PMOS標稱值關斷（|vgs|= 0）。在沒有iSense的情況下，具有高IDSS洩漏電流的MOSFET將產生非零的正VOUT值。
此設計中使用的電晶體是英飛凌的 BSP322P，它位於 |vds|IDSS 在 = 100 V 時的上限為 1 A。 在室溫下，VDS = 7，可以對該應用中BSP322P的典型IDSS進行合理估計在6 V時，iIDSS僅為02 Na，因此僅產生 1 V 的誤差輸出，或相當於測量 0 A 輸入電流時 100 Na 的輸入電流誤差。
lt1389-4.096 基準電壓源和自舉電路由 M2、R2 和 D1 組成，構成超低功耗隔離式 3 V 電源軌 （4VTH 為 096 V + m2，後者通常為 -1 V），LTC2063防止 5絕對最大電源電壓值為 5 V。 雖然串聯電阻也可以滿足建立偏置電流的需要，但使用電晶體M2可以提供更高的總電源電壓，同時在電源範圍的高側將電流消耗限制在僅280 A。
LTC2063的輸入失調電壓導致轉換為輸入的固定電流誤差為10 A（典型值）。 在250 mA滿量程輸入中，產生的失調誤差僅為0004%。在低端，100 A 中有 10 A 表示 10% 的誤差。 由於偏移量是恆定的，因此可以對其進行校準。 圖3顯示，由LTC2063、不匹配的寄生熱電偶和所有寄生串聯輸入電阻引起的總失調僅為2 V。
圖3採用 4在整個iSense範圍內實現VIN至VOUT轉換，最小電源電壓為5 V。 200.7 V的輸出失調電壓除以10005 V電壓增益，這意味著RTI輸入偏置為2 V。
圖 3 顯示增益為 10005 V，即 4978 kω/50.4 ω = 98.77 V v） 大 128 v/v。該誤差可能是由LTC2063輸入端和RSENSE之間約500m的寄生串聯電阻引起的。
該電路中輸出不確定度的主要因素是雜訊，因此使用大電容併聯濾波對於降低雜訊頻寬，從而降低總組合雜訊至關重要。 使用 1使用5 Hz輸出濾波器時，LTC2063將轉換為輸入的低頻雜訊增加約2 V p-p。 輸出在盡可能長的持續時間內進行平均，從而進一步減少了雜訊引起的誤差。
該電流檢測電路中的其他誤差源包括LTC2063輸入端與RSENSE串聯的寄生板級電阻、增益設定電阻RIN和ROUT之間的電阻容差、增益設定電阻的溫度係數失配以及寄生熱電偶引起的運算放大器輸入端的誤差電壓。 通過使用開爾文連線以及將 RIN 和 ROUT 路徑的按鍵增益設定與溫度係數相似或更低的 0，可以檢測 RSENSE4 引腳檢測電阻1%的電阻，可大幅減少前三個誤差源。 為了消除運算放大器輸入端的寄生熱電偶，R1應具有與RIN相同的金屬端子。 輸入端的不對稱熱梯度也應盡可能避免。
滿量程 2以5 V輸出為基準，本節討論的所有誤差源的總貢獻高達14%（如圖4所示）。
圖4百分比誤差保持在 14%以下。
lt1389-4.096 和 LTC2063 最小 VSUPPLY 和 isense （45 V 和 100 A） 需要 2 的最小電源電流3 A，最大 vSupply 和 iSense E（90 V 和 250 mA）時高達 280 A（如圖 5 所示）。 除了有源元件消耗的電流外，vSupplyy 還需要提供流經 M1 的 iDrive 輸出電流，該電流與輸出電壓成正比，範圍為 10 mV 輸出時為 200 nA（iSense 為 100 A 時）至 25 V 輸出時為 500 A（iSense 為 250 mA）。 因此，除iSense外，總電源電流範圍為25 A 至 780 A。 將Rout設定為5 K以獲得合理的ADC驅動值。
圖5電源電流隨電源電壓的增加而增加，但不超過 280 A。
在此體系結構中，最大電源取決於最大 ||PMOS輸出可以容忍vds|。BSP322P的額定電壓為100 V，因此90 V是合適的工作限值。
此設計可驅動 5K 負載，因此適合用作許多 ADC 的驅動器級。 其輸出電壓範圍為 0 V 至 25 v。由於LTC2063具有軌到軌輸出，因此最大柵極驅動僅受LTC2063裕量的限制。 在此設計中，典型值為3 V，由LT1389-4定義096 的 4096 V 加上 VTH，典型值為 M2 1 V 設定。
由於該電路的輸出是電流，因此電壓、接地或引線偏移不會影響精度。 因此，可以在輸出PMOS M1和Rout之間使用長引線，使Rsense位於待檢測電流附近，而Rout位於ADC和其他訊號鏈後續跟蹤附近。 長引線的缺點是它們會增加 EMI 靈敏度。 ROUT 兩端的 100 NF C3 在 EMI 達到下乙個水平之前將其分流有害。
由於LTC2063的增益頻寬積為20 kHz，因此建議使用該電路測量20 Hz或更低的訊號。 22 F時的C2與負載併聯，以將輸出雜訊濾波至15 Hz 可提高精度並保護後續電路免受突然電流浪湧的影響。 這種濾波的代價是建立時間較長，尤其是在輸入電流範圍的最低端。
該LTC2063具有超低輸入失調電壓、低IOFFSET和低IPIA以及軌到軌輸入，可在100 A至250 mA的整個範圍內提供精確的電流測量。 該電路的最大電源電流為2 A，因此在大多數工作範圍內，其工作電流遠低於280 A。 該LTC2063的低電源電流以及低電源電壓要求使其足以由基準電壓源供電。
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