DC-DC電源晶元系統結構設計
採用單片整合控制晶元的DC-DC開關電源轉換系統被稱為高效節能的電源管理系統。 它代表了直流穩壓電源的發展方向，現已成為直流穩壓電源市場的主流產品。 其主要特點是功率管工作在開關狀態下，功率管不斷導通和斷斷，直流能量間歇性地通過開關管，以磁場能量的形式暫時儲存在電感器中，然後經電容濾波，以連續的方式向負載傳遞能量。 這樣，開關電源轉換系統利用電感和電容元件的儲能特性實現了DC-DC轉換。 隨著可攜式裝置在人們日常生活中的日益普及，開關電源轉換技術不斷進步，電源轉換效能大大提高。 系統控制方式已從電壓控制方式逐步發展為電流控制方式。 控制晶元的整合度越來越高，單片晶元的整合度已逐步實現。 這些使得開關電源轉換系統在效能和結構上都取得了長足的進步。
DC-DC電源轉換系統的拓撲結構
DC-DC開關電源轉換系統主要由主電路和控制電路兩部分組成。 構成主電路的元件包括：輸入電源、開關、整流器，以及儲能電感器、濾波電容器和負載。 它們完成電能的轉換和傳輸，統稱為功率級。 控制電路是控制電源開關的開/關和調節輸出電壓穩定性的所有電路的集合，其中大部分現在都整合在控制晶元中。 一般情況下，當輸入電壓和負載在一定範圍內變化時，調整開關的通斷時間，負載電壓可以保持在乙個近似恆定的值。 電源開關元件和儲能元件可以通過採用不同的配置或不同的連線方式轉換為各種不同的輸出電壓。 開關元件與儲能元件的具體配置和連線關係稱為開關電源轉換系統的拓撲結構。
圖1-1 DC-DC開關電源轉換系統的基本拓撲結構
在眾多電路拓撲中，典型的是降壓（如圖1-1（a）所示）、公升壓（如圖1-1（b）所示）和反向（如圖1-1（c）所示）。 目前，電路應用中的許多複雜拓撲結構都在這三種基本拓撲結構的基礎上進行了擴充套件和優化。
對於採用單片整合控制晶元的DC-DC電源轉換系統，圖1-1中的開關器件通常採用電晶體實現，有時也整合在控制晶元內部。
反向輸出結構通常通過電荷幫浦實現。 下面將僅分析前兩種電路拓撲。
降壓開關電源轉換系統
降壓開關電源轉換系統之所以得名，是因為輸出電壓 vout 小於或等於輸入電壓 vin。 它的特點是LC濾波器緊跟在功率管或變壓器次級側的輸出整流器之後。 工作過程可分為兩個階段。
當開關 S 閉合時，流過電感器 L 的電流 IL 呈線性向上趨勢。 忽略 S 上的壓降有以下關係：
其中 VIN 和 VOUT 可以被認為是相對穩定的常數，電感器上儲存的能量為：
當開關S斷開時，電感上的電流不能突然改變，電感電流Il取決於二極體D繼續電流。 此時，IL逐漸減小，電感器中儲存的一部分能量被釋放到負載中。 忽略二極體的導通壓降，存在以下關係：
當開關 S 閉合時，電感電流 IL 上公升，當 S 關閉時，電感電流 IL 降低，並且週期發生變化。 通過控制電路改變開關的占空比，輸出電壓可以保持恆定。 這種結構的優點是輸出電壓的紋波峰峰值比低，輸出功率可以很高。
公升壓開關電源
公升壓開關電源轉換系統具有與降壓開關系統相同的元件，只是它們被重新定位。 當開關導通時，電流環路僅由電感器、開關和輸入電壓源組成，二極體被阻斷在相反的方向上。 電感電流呈線性上公升，可用以下公式描述：
當開關斷開時，二極體立即導通，因為電感器中的電流不會突然改變。 在這種情況下，連線到開關的電感端的電壓被輸出電壓箝位，稱為反激電壓，其幅值為輸出電壓減去二極體的正嚮導通壓降。 在開關關斷期間，電感器上的電流可表示為：
如果電感器中的磁通量在下乙個開關週期之前完全降至零，則稱該電路在電流間歇模式下工作。 電壓和電流波形如圖1-2所示。
圖1-2 電感電流不連續模式波形
如果電感器中的磁通量在下乙個開關週期之前沒有完全下降到零，並且仍然有一些剩磁，則稱該電路在連續電流模式下工作。 電壓和電流波形如圖1-3所示。
圖1-3 連續模式電感電流波形
由於公升壓開關電源轉換系統的輸出電壓高於輸入電壓的幅值，因此電流連續模式下的電路工作存在固有的不穩定問題。 通常，公升壓開關電源轉換系統僅限於間歇電流操作。 這種型別的轉換拓撲使用較少的元件，通常在中小型功率應用中很受歡迎。
在上面的分析過程中，我們可以看到，無論哪種工作方式，它們的基本原理都是能量轉換的過程，具體關係可以用以下公式來表示：
其中，ton是每次開關接通的時間，toff是開關關斷的時間，eout和esup分別是提供給負載的能量和電源提供的能量。 開關電源通過改變開關導通時間和占空比的比率來改變輸出電壓。 在實際操作中，負載電壓和輸入電源電壓是可變的，只要適當調整開關導通時間噸與整個占空比的比值，輸出電壓輸出電壓輸出即可保持。 隨著開關電源轉換技術的進步，調節開關時間占空比的控制方法不斷發展，日趨成熟。
DC-DC開關電源的調製方式
為了將開關電源轉換輸出電壓穩定在設定電壓值，系統需要控制晶元對輸出訊號進行取樣，並根據取樣訊號的分析情況控制開關管的接通和關閉。 調節控制開關管的通斷方式稱為開關電源轉換系統的轉換調製方式。 目前主流的調製方式主要有：脈寬調變和脈頻調製。 每種調製都有自己的優點和缺點。 設計人員可以根據實際應用需求選擇合適的調製模式，也可以將兩種方法一起使用，或者對某種調製模式進行一些優化控制，以提公升優勢，避免劣勢。
脈寬調變 （PWM）。
脈寬調變是在一定脈衝頻率的條件下調整開關控制的脈寬，從而改變開關控制脈衝的占空比。 基本實現方法是通過內部振盪器產生乙個恆頻的鋸齒波，通過負載端的反饋訊號與內部產生的鋸齒波進行比較，然後輸出一組恆頻加寬的方波訊號來控制電源開關，根據負載情況實時調整開關的導通時間， 並穩定輸出電壓。工作波形如圖1-4所示。
圖1-4 PWM調製方式示意圖
該方法的優點是大負載效率高，負載變化跟蹤好，雜訊頻譜恆定，有利於EMC設計。 缺點是當負載較小時，控制電路的工作電流佔總工作電流的比例增加，導致系統的轉換效率下降。
脈衝頻率調製 （PFM）。
脈衝調頻是在開關管的控制脈衝寬度恆定時調整控制脈衝的頻率。 脈衝頻率調製可以通過兩種方式實現：
第一種方法是固定晶元內部每個脈衝週期的開孔寬度，並改變調節脈衝頻率（即改變脈衝週期的長度）來控制控制脈衝的占空比。 在這種情況下，電感電流會隨著輸入電壓的變化而變化，不利於電感的選擇。
二是晶元內部的脈衝寬度不是固定的，而是開關控制脈衝的寬度由電感電流控制來設定的。 在晶元內部，只需將電感電流設定為最大值，即可實時檢測開關器件上的電流。 當開關電流達到設定的最大值時，開關裝置關閉。 開關關斷一定時間（一般為美標電平的時間）後，檢測系統的輸出電壓為vout，輸出電壓的大小決定了開關器件是否需要再次接通。 這樣，如果脈衝寬度導通或開關器件的峰值電流過大，系統的導通損耗就會增加。 如果工作頻率過高，會增加系統的開關損耗。 然而，高開關頻率可以減小功率器件和儲能電感器的尺寸。 因此，應在各個方面對設計進行優化，並且電路比第一種方法稍微複雜一些。
目前，PFM控制方式在開關電源轉換系統中應用廣泛，具有以下優點：輕載應用情況下轉換效率更高; 開關裝置可以在非常高的頻率下工作; 頻率特性較好; 良好的電壓調節效能等。 PFM調製模式既可以實現電流控制模式，也可以採用電壓控制模式，其工作波形如圖1-5所示。
圖1-5 脈衝頻率調製波形示意圖。
混合調製方式
混合調製是指PWM和PFM的混合，脈衝寬度和開關頻率不固定，可以相互改變。 它還具有輕載時PFM轉換效率較高，過載時PWM模式的優點。 在輕負載時，電路選擇脈衝頻率調製，並在需要時跳過脈衝。 當負載較重時，電路選擇脈寬調變，以在盡可能寬的負載範圍內提供高效率。 混合調製方法在理論上有很多優點，但在實際實施時，控制和檢測電路的設計比較複雜。
開關電源的反饋控制模式
為了使整個DC-DC開關電源轉換系統穩定執行，需要對輸出訊號進行取樣並引入負反饋。 根據反饋取樣的型別，開關電源的反饋控制方式可分為電壓反饋控制方式和電流反饋控制方式兩種。
電壓反饋控制方式
電壓反饋控制模式的基本原理是對輸出電壓進行取樣，並將其與基準電壓進行比較。 分析和判斷比較的結果，並決定電源開關的開/關。 圖1-6所示為電壓反饋控制脈寬調變DC-DC轉換系統的功能結構。
圖1-6：電壓控制模式下的PWM調製DC-DC轉換器原理圖。
在圖1-6中，對系統輸出電壓（VOUT）進行取樣，得到圖中的VFB。 將VFB與基準電壓VREF進行比較，放大誤差得到VE，PWM比較器將VE與固定頻率鋸齒波（VRAMP）進行比較，以輸出一組控制脈衝。 這些脈衝的寬度隨誤差訊號 ve 而變化，它們決定了輸出能量的大小。 當負載消耗的能量增加時，脈衝寬度增加; 當負載消耗的能量較少時，輸出脈衝寬度減小。 這樣可以使輸出電壓保持相對穩定。 這種電壓反饋控制的開關電源轉換系統只需要乙個電壓反饋訊號，就可以實現整個電路的負反饋。 整個控制電路中只有乙個反饋迴路，即單迴路控制系統。 然而，電壓反饋控制的開關電源轉換系統是乙個二階系統，它有兩個狀態變數，即輸出濾波電容上的電壓和輸出濾波電感中的電流。 由於二階系統是有條件穩定的系統，因此閉環系統只有在精心設計控制迴路並滿足一定條件的情況下才能穩定工作。 我們知道，開關電源轉換系統的電流必須通過電感器，並且電壓訊號存在90°的相位延遲。 整個穩壓電源系統通過電感上磁通量的變化來適應輸入電壓和負載變化的要求，並保持輸出電壓穩定。 這種對輸出電壓進行取樣的方法在調整過程中有一定的滯後性，響應速度慢，穩定性不高，甚至在訊號大變化時容易振盪。
圖1-7：電壓控制模式下PFM調製DC-DC轉換器原理圖。
圖1-7為電壓反饋控制脈衝頻率調製DC-DC轉換系統的功能結構示意圖。 輸出電壓被取樣並新增到誤差比較器的反相輸入端。 當輸出電壓輸出低於某個設定值時，誤差比較器輸出高電平。 這種高電平允許振盪器的方波輸出通過觸發器來驅動電源開關。 如果輸出電壓輸出值高於設定值，則誤差比較器輸出低電平。 這個低電平進入觸發器，觸發器鎖定觸發器，振盪器的方波輸出無法通過觸發器，電源開關關閉。 這樣，控制輸出訊號的脈寬保持不變，但實際上開關週期變長，占空比減小，輸出控制穩定。
電流反饋控制方式
由於電壓反饋控制DC-DC轉換系統存在一些缺點，近十年來電流反饋控制技術得到了很好的發展。 電流反饋控制DC-DC開關轉換系統是在傳統電壓反饋控制轉換系統的基礎上，增加了電流反饋迴路，使其成為雙迴路控制系統。 這樣，電感電流不再是自變數，電感電流的未知引數從DC-DC開關轉換器的二階模型中去除，成為一階系統。 圖1-8為電流反饋控制PWM調製DC-DC轉換系統原理圖。
圖1-8：電流控制模式PWM調製DC-DC轉換器原理圖。
圖1-8中，將電流取樣訊號VS與誤差放大器的輸出電平VE進行比較，PWM比較輸出和振盪器脈衝訊號共同控制功率開關管。 當檢測電阻器（RS）上的電流電壓達到VE電平時，PWM比較器的輸出狀態被翻轉，功率管被關閉。 整個電路對開關電流脈衝逐一檢測和調整，使系統實現穩定的輸出。
電流反饋模式下的PFM調製系統與電流控制模式下的PWM系統類似，電路原理圖如圖1-9所示。
圖1-9：電流控制模式下PFM調製DC-DC轉換器示意圖。
該電路仍由兩個反饋環路組成。 乙個是通過取樣電壓監控輸出電壓的環路，另乙個是電源開關的限流環路。 電流控制模式PFM調製系統有其獨特的優勢。 系統的工作原理表明，它本身就是乙個穩定的系統，不需要其他額外的系統穩定措施。 在高電感電流下，內部環路直接強制執行電流限制，從而大大縮短了電源開關的導通時間。 當輸出電壓較高時，其工作頻率會自動變化，系統輸出電壓調節範圍可以很寬。 因此，在輕載或空載的情況下，PFM調製控制晶元具有更低的功耗和更高的轉換效率。 其輸出電壓精度主要取決於內部電壓比較器的精度和基準電壓源的輸出電壓特性。
DC-DC功率晶元系統結構設計
DC-DC開關電源轉換控制晶元需要高頻、高效能、恆流公升壓DC-DC電源轉換系統，主要用於電池供電的可攜式電子產品中，以驅動白光LED或類似電流型負載。
晶元系統架構設計思路
現階段，大多數主流可攜式電子產品都是由兩塊普通電池或一塊鋰離子電池供電。 因此，對於DC-DC電源轉換系統，往往需要適配24v～3.6V 輸入電源電壓。 為了相容3V、5V和12V的標準介面電壓，DC-DC電源轉換系統設計了寬輸入電壓範圍，輸出電壓根據負載進行調節。 對於電池供電的電路系統，負載通常很輕，以延長電池的使用壽命。 因此，在輕負載下具有更高效率的PFM調製是首選。 而且，PFM調製方式在理論上比較成熟，具有很多優點，在DC-DC開關電源轉換系統中得到了廣泛的應用。 對於電路的系統設計，PFM調製方法理論上風險較小。
對於系統反饋控制方式，電流反饋控制方式近幾十年來發展得比較成熟，與電壓反饋控制方式相比具有諸多優勢
1）電壓調節性好;
2）環路穩定性好，負載響應快;
3）固有的脈衝幅度檢測和限流，簡化了過載保護和短路保護，大大提高了工作的可靠性;
4）有效降低高頻電源開關轉換電路的功率損耗，提高開關電源的效率。
綜上所述，電流反饋控制方式PFM調製DC-DC電源轉換系統可以滿足可攜式電子產品的實際應用要求。 因此，**設計的DC-DC電源轉換控制晶元是基於電流反饋控制模式的PFM公升壓系統架構。
晶元功能結構框圖設計
基於電流反饋控制模式的PFM架構，**設計的晶元功能框圖如下：
圖1-10 晶元內部功能框圖
從圖1-10可以看出，除了電流反饋控制公升壓DC-DC轉換的標準模組外，還設計了一系列保護電路，如過溫保護、電源欠壓保護、輸出過壓保護、軟啟動等。 為了實現LED亮度的控制和電源系統的可程式設計控制，在電路中設計了一套用於輸出電流動態控制的電路。 在斷電模式下，負載LED與地斷開，有效避免了負載產生的漏電流。
晶元外部埠的功能如表1-1所示。 控制引腳CTRL有兩個功能，一是控制整個晶元系統的啟動和停止; 另一種是PWM模式控制LED開關M2。 如果 CTRL 埠未載入 PWM 訊號，則 CTRL 端子是標準使能控制端。 為了嚴格區分CTRL埠的“啟停控制”和“輸出電流PWM調製”功能，系統規定CTRL在電路啟動前應保持高電平至少500 s。 系統正常工作後，如果 ctrl 電平保持低位超過 32ms，系統將關閉。
表1-1 晶元外接埠功能
系統上電後，使能控制模組輸出兩組控制訊號。 一組基準電流，用於啟動偏置模組以建立完整的電路並連線到負載; 另一組用於啟動軟啟動電路模組並復位 RS 鎖存器。 當基準電流源被啟用時，偏置模組輸出乙個“使能允許”訊號以啟動後續電路。 誤差比較模組將基準電壓VREF與FB進行比較，當FB小於VREF時，設定RS鎖存器，開關M1接通。 當M1的導通電流達到設定值（此處設定500mA）時，限流模組復位RS鎖存器，M1關斷，電路迴圈工作。 當開關時間達到極限值時，時間控制模組產生相應的動作來保護電路。
CTRL埠可在系統正常工作後載入允許頻率範圍為100Hz 50kHz的PWM訊號，PWM訊號控制開關M2的開/關，可以適當調製負載電流。 有效載荷的大小僅與PWM訊號的占空比有關，與頻率和幅度無關。
電路啟動時，容易產生過大的浪湧電流，甚至導致整個系統意外關斷。 為此，在晶元中設計了乙個軟啟動控制電路。 軟啟動電路分兩步設定開關電流的允許值。 在電路啟動前的一段時間內，開關電流限值會根據這兩個設定步驟逐步增加。 這樣，開關電流可以平穩過渡，避免過大的電流尖峰。
電池在使用過程中，電壓會逐漸降低，這很容易導致電源轉換系統的電源電壓不足。 整個轉換系統電路在電源電壓較弱的條件下執行，系統執行的穩定性會變差。 為了保護負載和轉換電路的安全，晶元設計有欠壓保護電路。 當電源電壓小於某個設定值（15V），欠壓鎖緊模組輸出保護訊號關閉後續電路，整個電路停止工作。當電源電壓恢復到正常值時，電路將重新啟動。
在電路執行過程中，溫度會隨著自身功耗的增加而公升高。 如果溫度過高，晶元的電氣特性會發生變化，甚至影響系統的穩定性。 為了防止工作環境變化的不利影響，系統中設計了過溫保護電路。 當溫度上公升到某個設定點（CMOS電路通常設定為160）時，過熱保護電路輸出乙個邏輯電平，關閉後續模組電路。 當溫度降低到另乙個設定點時（通常是由於布局熱平衡問題，存在滯後裕度，例如150或以下），過溫保護電路的輸出電平發生變化，電路恢復正常工作。
此外，要求是實現恆流源，電路結構為PFM公升壓結構。 如果負載意外斷開，輸出電壓可能會急劇上公升，從而損壞其他電路。 過壓保護模組 （OVP） 旨在防止此類意外情況。 當輸出電壓大於過壓保護閾值時，關閉主開關，直到輸出電壓回到過壓保護閾值以下，系統恢復正常。